控压型DC-DC变换器电流环路补偿设计-模拟电子
控压型DC-DC变换器电流环路补偿设计 2011-05-12 20:40:44来源:互联网
固定频率峰值电流模式PWM(Pulse WidthModulation) DC-DC变换器同传统的电压模式控制相比，具有瞬态响应好，输出精度高，带载能力强等优点，因而被广泛应用。作为重要的模拟单元，斜坡补偿电路和电流采样电路是电流模式PWM控制的根基，对电流模式控制中电流环路的稳定性起着重要作用。
1 电路结构
图1所示是典型峰值电流模式PWM Boost DC-DC控制系统的结构框图。当电压外环的电压反馈信号经过误差放大器放大得到的误差信号VE送至PWM比较器后，将与电流内环的一个变化的、其峰值代表输出电感电流峰值的三角波或梯形尖角状合成波信号VE比较，从而得到PWM脉冲关断阈值。即：
在(1)式中：第一项为斜坡补偿部分，用于保证电流环路的稳定；第二项反映了电感电流的大小，通常由电流采样电路产生；第三项用于产生一个固定的基础电平，以为PWM比较器输入端图1 典型峰值电流模式PWMBoostDC—DC控制系统框图提供一个合适的直流工作点。
因此，峰值电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是通过控制峰值输出端的电感电流大小，然后来间接地控制PWM脉冲宽度。
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但是，电流模式的结构决定了其应用时存在电流内环在占空比大于50％时的开环不稳定现象、亚谐波振荡、非理想的环路响应，以及容易受噪声影响等几个固有缺点。针对上述问题，在环路的补偿方式上，除了电压环路的RC串联补偿之外，还必须对电流环路进行补偿，以满足电流环路的稳定性要求。有效的解决方法是采用斜坡补偿技术，并在提高电流采样精度的同时降低采样损耗，以保证电流环路的稳定。
本文利用对振荡器充放电电容上的电压作V／I转换来得到稳定且斜率易于调节的补偿斜坡，同时采用功率SENSEFET作为采样器件，并结合设计简洁的V／I变换，使采样系数不受温度和工艺的影响，从而在得到较高精度采样值的同时，还减低了损耗。
2 电路原理分析
2．1 斜坡补偿
图2给出了在误差信号VE上叠加斜坡补偿电压的方法。VE为电压反馈回路的误差放大信号，实线波形为未加扰动的电感电流，虚线为叠加△I0扰动量的电感电流，D为占空比，m1、m2分别为采样得到的等效电感电流的上升和续流斜率。
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由图2(a)、(b)可知，若没有斜坡补偿，在下一个周期，该扰动电流为：
而经过n个周期后，由△I0引起的电流误差△In为：
由式(3)可以看出，当m2m1，即D>50％时，电流误差△In将逐渐放大，从而导致系统不稳定。
图2(c)是D>50％时，叠加补偿电压后的电感电流波形。对于该波形，有：
显然，要使环路稳定，必须使△I1<△Io，即满足：
结合(5)和(6)两个式子可以得到：
由此可见，当时，可在最坏情况下(D=100％，即m2>>m1)满足系统的开环稳定性要求。
图1所示的电路同时给出了在电流反馈电压上叠加斜坡补偿电压的方法。通过比较分析可知，两种补偿方法在效果上是等效的，但是第二种方法中的电路实现相对更简单，因此较为常用。
2．2 电流采样原理与方法
传统电流采样方法是在开关管的电流通路上串接检测电阻，这样不仅降低了DC-DC转换器的效率，而且对于传统工艺来说，制作这样的小电阻也很困难。为了弥补这些不足，本文在SENSEFET采样方法的基础上，加入了简洁的V／I变换电路，从而形成了一种结构简单且精度较高的采样电路，其电路主体如图l中的采样电路所示。其中MM为POWER FET，其宽长比设计的非常大，可以减小其导通阻抗(本电路的典型值为150 mΩ)；Ms为SENSE FET；检测电阻RSEN可利用工作在线性区MOS管的导通阻抗特性，使其宽长比与Ms相同，因此，导通阻抗与Ms的相等，记为RSEN。为了减小采样损耗，一般必须使(W／L)MM<<(W／L)Ms。
设(W／L)Ms：(W／L)MM=n(n的取值一般不低于100)，开关管电流为IM，则有：
采样电压VSEN经过简洁实用的V／I转换电路后，可将其转换成所需要的采样电流信号ISEN，然后与斜坡电流信号ISLOPE在R∑进行叠加，就可得到所需的电压V∑。
3 改进型电路设计
3．1 斜坡产生电路
图3所示是一种改进型斜坡产生电路，图中，MP5、MP6为匹配的差分对管：Q1、Q2匹配(rCE(Q1)=rCE(Q2)，为负载管，它们的发射极面积相等，为Q3的两倍。负载管Q1、Q2采用三极管，可在高匹配性的同时大大减小噪声影响。在Q2的集电极与基极之间加一个射极输出的晶体管Q4，可以减小Q2和Q3基极电流对ID(MP6)的分流；而在Q2和Q3的基极与地之间加电阻R4，则可用来提高Q4的β。Vc为片内振荡器充放电电容上的锯齿波电压，Vc的变化范围为V1-V2。其中V2和V1分别为振荡器充放电的高、低设定电压值。
固定频率峰值电流模式PWM(Pulse WidthModulation) DC-DC变换器同传统的电压模式控制相比，具有瞬态响应好，输出精度高，带载能力强等优点，因而被广泛应用。作为重要的模拟单元，斜坡补偿电路和电流采样电路是电流模式PWM控制的根基，对电流模式控制中电流环路的稳定性起着重要作用。
1 电路结构
图1所示是典型峰值电流模式PWM Boost DC-DC控制系统的结构框图。当电压外环的电压反馈信号经过误差放大器放大得到的误差信号VE送至PWM比较器后，将与电流内环的一个变化的、其峰值代表输出电感电流峰值的三角波或梯形尖角状合成波信号VE比较，从而得到PWM脉冲关断阈值。即：
在(1)式中：第一项为斜坡补偿部分，用于保证电流环路的稳定；第二项反映了电感电流的大小，通常由电流采样电路产生；第三项用于产生一个固定的基础电平，以为PWM比较器输入端图1 典型峰值电流模式PWMBoostDC—DC控制系统框图提供一个合适的直流工作点。
因此，峰值电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是通过控制峰值输出端的电感电流大小，然后来间接地控制PWM脉冲宽度。
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本文利用对振荡器充放电电容上的电压作V／I转换来得到稳定且斜率易于调节的补偿斜坡，同时采用功率SENSEFET作为采样器件，并结合设计简洁的V／I变换，使采样系数不受温度和工艺的影响，从而在得到较高精度采样值的同时，还减低了损耗。
2 电路原理分析
2．1 斜坡补偿
图2给出了在误差信号VE上叠加斜坡补偿电压的方法。VE为电压反馈回路的误差放大信号，实线波形为未加扰动的电感电流，虚线为叠加△I0扰动量的电感电流，D为占空比，m1、m2分别为采样得到的等效电感电流的上升和续流斜率。
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而经过n个周期后，由△I0引起的电流误差△In为：
由式(3)可以看出，当m2
图2(c)是D>50％时，叠加补偿电压后的电感电流波形。对于该波形，有：
显然，要使环路稳定，必须使△I1<△Io，即满足：
结合(5)和(6)两个式子可以得到：
由此可见，当时，可在最坏情况下(D=100％，即m2>>m1)满足系统的开环稳定性要求。
图1所示的电路同时给出了在电流反馈电压上叠加斜坡补偿电压的方法。通过比较分析可知，两种补偿方法在效果上是等效的，但是第二种方法中的电路实现相对更简单，因此较为常用。
2．2 电流采样原理与方法
传统电流采样方法是在开关管的电流通路上串接检测电阻，这样不仅降低了DC-DC转换器的效率，而且对于传统工艺来说，制作这样的小电阻也很困难。为了弥补这些不足，本文在SENSEFET采样方法的基础上，加入了简洁的V／I变换电路，从而形成了一种结构简单且精度较高的采样电路，其电路主体如图l中的采样电路所示。其中MM为POWER FET，其宽长比设计的非常大，可以减小其导通阻抗(本电路的典型值为150 mΩ)；Ms为SENSE FET；检测电阻RSEN可利用工作在线性区MOS管的导通阻抗特性，使其宽长比与Ms相同，因此，导通阻抗与Ms的相等，记为RSEN。为了减小采样损耗，一般必须使(W／L)MM<<(W／L)Ms。
设(W／L)Ms：(W／L)MM=n(n的取值一般不低于100)，开关管电流为IM，则有：
采样电压VSEN经过简洁实用的V／I转换电路后，可将其转换成所需要的采样电流信号ISEN，然后与斜坡电流信号ISLOPE在R∑进行叠加，就可得到所需的电压V∑。
3 改进型电路设计
3．1 斜坡产生电路
图3所示是一种改进型斜坡产生电路，图中，MP5、MP6为匹配的差分对管：Q1、Q2匹配(rCE(Q1)=rCE(Q2)，为负载管，它们的发射极面积相等，为Q3的两倍。负载管Q1、Q2采用三极管，可在高匹配性的同时大大减小噪声影响。在Q2的集电极与基极之间加一个射极输出的晶体管Q4，可以减小Q2和Q3基极电流对ID(MP6)的分流；而在Q2和Q3的基极与地之间加电阻R4，则可用来提高Q4的β。Vc为片内振荡器充放电电容上的锯齿波电压，Vc的变化范围为V1-V2。其中V2和V1分别为振荡器充放电的高、低设定电压值。
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